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移相全橋ZVS PWM直流變換器負半周工作模式分析

 
開(kāi)關(guān)模態(tài)七:負半周期功率輸出過(guò)程
開(kāi)關(guān)模態(tài)七:負半周期功率輸出過(guò)程
如上圖,此時(shí)T2與T3同時(shí)導通,T1與T4同時(shí)關(guān)斷,原邊電流ip的流向是T3—Lk—Lp—T2,如圖所示。
此時(shí)的輸入電壓幾乎全部降落在圖中的B,A兩點(diǎn)上,即UAB=-Vin, 此時(shí)AB兩點(diǎn)的電感量除了圖上標示出的Lp與Lk之外,應該還有次級反射回來(lái)的電感LS`(因為此時(shí)次級二極管VD2是導通的),即LS`=n2* Lf,由于是按照匝比平方折算回來(lái),所以L(fǎng)S`會(huì )比Lk大很多,導致Ip上升緩慢,上升電流△Ip為
                 -△Ip=-【 (Vin-n*Uo)*(t7-t6)/( Lk+ LS`)】
此過(guò)程中,根據變壓器的同名端關(guān)系,次級二極管VD2導通,VD1關(guān)斷,變壓器原邊向負載提供能量,同時(shí)給輸出電感Lf與輸出電容Cf儲能。(圖中未畫(huà)出)
此時(shí),               UC1 =UC4=UB =Vin    UAB=-Vin
                     UA=0V
開(kāi)關(guān)模態(tài)八:負半周期超前臂諧振過(guò)程
開(kāi)關(guān)模態(tài)八:負半周期超前臂諧振過(guò)程
如上圖,此時(shí)超前橋臂下管T2在t7時(shí)刻關(guān)斷,但由于電感兩端電流不能突變的特性,變壓器原邊的電流仍然需要維持原來(lái)的方向,故電流被轉移到C1與C2中,C2被充電,電壓很快會(huì )上升到輸入電壓Vin,而C1的電荷很快就被抽走,C1兩端電壓很快就下降到0V,即將A點(diǎn)的電位鉗位到Vin。
由于次級折算過(guò)來(lái)的感量LS`遠遠大于諧振電感的感量Lk,故基本可以認為此是的原邊類(lèi)似一個(gè)恒流源,此時(shí)的ip基本不變,或下降很小。
C2兩端的電壓由下式給出
            Vc2=︱-Ip︱*(t8-t7)/(C1+C2)= Ip*(t8-t7)/2 Clead
      C1兩端的電壓由下式給出
              Vc1= Vin- 【︱-Ip︱*(t8-t7)/2 Clead】
其中Ip是在模態(tài)8流過(guò)原邊電感的電流,在t8時(shí)刻之前,C2上的電壓很快上升到Vin,C1上的電壓很快變成0V,D1開(kāi)始導通。
在t8時(shí)刻之前,C2充滿(mǎn)電,C1放完電,即 VC2= VC4=VA=VB = Vin  VC1=VAB= 0V
模態(tài)8的時(shí)間為
          △t= t8-t7=2 Clead * Vin/ Ip
注意:此△t時(shí)間要小于死區時(shí)間,否則將影響ZVS效果。
開(kāi)關(guān)模態(tài)九:原邊電流負半周期鉗位續流過(guò)程
開(kāi)關(guān)模態(tài)九:原邊電流負半周期鉗位續流過(guò)程
如上圖,在t8時(shí)刻二極管D1已經(jīng)完全導通續流,將超前臂上管T1兩端的電壓鉗位到0V,此時(shí)將T1打開(kāi),就實(shí)現了超前臂上管T1的ZVS開(kāi)通;但此時(shí)的原邊電流仍然是從D1走,而不是T1。
此時(shí)流過(guò)原邊的電流仍然較大,等與副邊電感Lf的電流折算到原邊的電流
        即      ip(t)= iLf(t)/n
此時(shí)電流的下降速度跟副邊電感的電感量有關(guān)。
從超前臂T2關(guān)斷到T1打開(kāi)這段時(shí)間td,稱(chēng)為超前臂死區時(shí)間,為保證滿(mǎn)足T1的ZVS開(kāi)通條件,就必須讓C1放電到0V,即
           td ≥△t= t9-t8=2 Clead * Vin/ Ip
此時(shí),    UC2=UC4=UA=UB =Vin   ,  UAB=0V
開(kāi)關(guān)模態(tài)十:負半周期滯后臂諧振過(guò)程
開(kāi)關(guān)模態(tài)十:負半周期滯后臂諧振過(guò)程
如圖所示:在T9時(shí)刻將滯后臂上管T3關(guān)斷,在T3關(guān)斷前,C3兩端的電壓為0,所以T3屬于零電壓關(guān)斷。
由于T3的關(guān)斷,原邊電流ip突然失去通路,但由電感的原理我們知道,原邊電流不允許突變,需要維持原來(lái)的方向,以一定的速率減少。所以,原邊電流ip會(huì )對C3充電,使C3兩端的電壓慢慢往上升,同時(shí)C4開(kāi)始放電。
即               ip(t)=-I2sinω(t-t9)
                vc3(t)=Zp*︱-I2︱sinω(t-t9)
                 vc4(t)=Vin-Zp*︱-I2︱sinω(t-t9)
其中,-I2:t9時(shí)刻,原邊電流下降之后的電流值
      Zp:滯后臂的諧振阻抗,Zp= )0.5
         ω:滯后臂的諧振角頻率,ω=1/(2Lr*Clag)0.5
同理,原邊的諧振電感Lr與滯后臂的兩個(gè)電容C3,C4諧振,其電壓與電流的關(guān)系就是正弦關(guān)系。
同開(kāi)關(guān)模態(tài)四分析一樣的道理,由于原邊電壓的反向,根據同名端的關(guān)系,LS1,LS2同時(shí)出現上正下負的關(guān)系,此時(shí)VD1開(kāi)始導通并流過(guò)電流;而由于LS2與Lf的關(guān)系,流過(guò)LS2與VD2的電流不能馬上減少到0,只能慢慢的減少;而且通過(guò)VD1的電流也只能慢慢的增加,所以出現了VD1與VD2同時(shí)導通的情況,即副邊繞組LS1,LS2同時(shí)出現了短路。
而副邊繞組的短路,導致Lf反射到原邊去的通路被切斷,也就是說(shuō)會(huì )導致原邊參加諧振的電感量由原來(lái)的(Lf*n2+ Lr)迅速減少到只剩Lr,由于Lr比(Lf*n2+ Lr)小很多,所以原邊電流會(huì )迅速減少。
在t10時(shí)刻,原邊的UAB=ULr=Vin,UB=UC4=0V, UA=UC2=UC3=Vin
開(kāi)關(guān)模態(tài)十一:諧振結束,原邊電感向電網(wǎng)饋能
開(kāi)關(guān)模態(tài)十一:諧振結束,原邊電感向電網(wǎng)饋能
如圖所示,當C3充電到Vin之后,諧振結束,就不再有電流流過(guò)C3,C4,轉而D4自然導通,原邊電流通過(guò)D4—Lr—D1向電網(wǎng)饋能,其能量來(lái)源于儲存在Lr中的能量,此時(shí)原邊電流迅速減少,
ip(t)= -【Ip10- (t-t10)】
   其中  Ip10是t10時(shí)刻的原邊電流值
在t11時(shí)刻減少到0。
此時(shí)T4兩端的電壓降為0V,只要在這個(gè)時(shí)間將T4開(kāi)啟,那么T4就達到了零電壓開(kāi)啟的效果。
對于開(kāi)關(guān)模態(tài)11來(lái)說(shuō),諧振周期一定要小于死區時(shí)間,否則就不能達到滯后臂的ZVS效果了。但此時(shí)的諧振電感是沒(méi)有次級電感通過(guò)匝比反射回來(lái)的,所以只有諧振電感參與了諧振,在設計的時(shí)候小心了,諧振電感一定要足夠大,否則諧振能量不夠的話(huà),原邊電流就會(huì )畸變。
在t11時(shí)刻,UAB=ULr= UC3=UA=Vin,UB=0V
開(kāi)關(guān)模態(tài)十二:原邊電流從0正向增大
開(kāi)關(guān)模態(tài)十二:原邊電流從0正向增大
如圖所示,在t11時(shí)刻之前,T4已經(jīng)導通,在t11時(shí)刻原邊電流ip已經(jīng)上升到0,由于沒(méi)有了電流,所以D1,D4自然關(guān)斷。
在t11-t12的時(shí)間內,副邊的二極管D1,D2還是同時(shí)導通流過(guò)電流,將副邊繞組短路,阻斷輸出電感反射到初級的途徑,此時(shí)的負載電流還是由次級電感與輸出電容提供;同時(shí),由于原邊的T1,T4已經(jīng)導通,原邊電流ip流過(guò)T1--Lr—T4,又因為L(cháng)r很小,所以原邊電流ip就會(huì )正向急劇增大。
即                   ip(t)= - (t-t11)
在t12時(shí)刻,ip達到最大,等于副邊的電感電流折算到初級的電流
即                    ip(t12)= - ILf(t12)/n
在這個(gè)開(kāi)關(guān)模態(tài),原邊電流是不傳遞能量的,但副邊卻存在著(zhù)一個(gè)劇烈的換流過(guò)程,通過(guò)副邊二極管VD2的電流迅速減少,VD1的電流迅速增大,在t12時(shí)刻,通過(guò)VD2的電流減少到0,通過(guò)VD1的電流等于電感電流ILf。
在t12時(shí)刻,原邊的UAB= ULr=UA=UC3=Vin, UB= 0V
文章來(lái)源:http://www.kdollshair.com/bl/392.html
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